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降压型DC-DC转换器_电源并具有单周期瞬态

降压型DC-DC转换器

 

突破性的PWM谐振Ćuk拓扑可以彻底改变非隔离式降压DC-DC转换器的设计。这种新拓扑在一个周期内提供效率高得多的快速瞬态响应,尺寸比其铁氧体磁芯表亲小得多,重量更轻。该转换器非常适合为微处理器供电的12V至1V应用,因为它用单个转换器取代了多相降压转换器的四至八个模块。

显然,它在所有降压应用中同样有益。这种拓扑结构可在50kHz频率下将电路板上的10nH谐振电感器减少到铜走线,并以更低的成本实现高功率、超高效率和前所未有的功率密度。

 

基本PWM谐振转换器拓扑结构

1. 基本PWM谐振转换器拓扑结构

 

降压转换器基本缺陷

1831年,迈克尔·法拉第(Michael Faraday)发明了交流变压器,约瑟夫·亨利(Joseph Henry)发明了交流电感器,首次将交流元件交流电感器和交流电容器引入电气工程,直到那时,它只知道电阻器和欧姆定律。现代电力电子公司成立于20世纪50年代,基于使用电感器来降低输出纹波电流的降压转换器。该电感器需要通过全直流负载电流。

然而,交流电感器即使在不使磁芯饱和的情况下也无法通过哪怕一分钟的mA电流,并使其有效地短路而不是大电感。解决方案是在“发明”一种新的磁性元件中找到的,这里称为“直流电感器”,方法是插入与磁性元件串联的气隙。这种永远谴责降压转换器及其许多衍生产品,以限制直流负载电流和有限功率。不幸的是,IEEE标准委员会从未为这种功率能力非常有限的改变组件定义新符号。

 

气隙增大,电感减小

直流负载电流的增加导致直流安培匝数NIDC(匝数N和直流负载电流IDC的乘积)增加。反过来,这需要按比例增加插入的气隙和电感值的非常快速的消除。这可以通过以下视频剪辑中的“移动视图”和相关磁通联动与IDC特性显示来说明。


具有两个谐振电感器的新开关方法和拓扑

显然,一直以来都需要消除降压转换器的这种直流电感器,代之以一个或多个谐振电感器,这将在一次行程中消除降压转换器的直流电流和功率限制。为了实现这一目标,需要几项互补的突破性发明:

具有两个谐振电感器的新开关方法,定义了两个开关子区间,每个子区间由单独控制的谐振组成。
适当的开关器件拓扑结构将每个谐振电流限制为其正电流,以便使用传统的占空比控制和恒定开关频率建立电压调节。
谐振缩放方法,即使在50kHz或更低的中低开关频率下,也能将电感降低到超低值。
这是在图1所示的PWM谐振Ćuk转换器中实现的。该转换器具有两个互补的有源开关,它们彼此异相工作,并且主开关S1具有恒定的开关频率和可变占空比D。两个无源开关(二极管CR1和CR2)与相关有源开关同步工作,形成两个有效电压双向开关。开关S1接通二极管 CR1。同样,打开开关S2打开二极管CR2。

这种新型转换器拓扑结构使用两个不需要线圈绕组的空心交流电感器。基于新的和通用的谐振缩放方法,即使在50kHz的低开关频率下,两个电感也可以低至10nH。谐振电感器可仅使用5mm长或更短的铜线实现,或用作电路板上的短走线。

功率MOSFET开关取代了基本电路中的二极管和机械开关

2a.功率 MOSFET 开关取代了基本电路中的二极管和机械开关。2b.图的时序图2a.

 

对于低电压应用,可以用同步整流器MOSFET代替两个整流二极管(图2a),从而降低传导损耗。该电路具有两个高端驱动器,如图2b所示。这些高边驱动器实际上是在200W原型机(图4)中实现的,左侧的两个MOSFET用作S1和S2开关,右侧的两个MOSFET用作同步整流器MOSFET。另请注意,开关S3显示了MOSFET晶体管上突出显示的二极管CR。这意味着我们必须控制该MOSFET以模拟该二极管的开关操作,并且不允许电流向相反方向流动。这将使谐振电流ir1始终保持正值,以便每个周期从x零电流电平开始,并在零电流电平停止,如图4的第二个迹线所示。

还要注意的是,由于MOSFET开关的电流双向特性,这种实现在电流和功率流方面也是双向的。

采用GaN晶体管的PWM谐振变换器

3. 采用GaN晶体管的PWM谐振变换器。

 

此外,您可以用GaN晶体管替换所有四个MOSFET,如图3所示。GaN传输器的占位面积比基于硅的等效晶体管小四倍。因此,可以将四个GaN器件集成到通常用于单个低压,大电流MOSFET的封装中的单个电源IC芯片上。GaN晶体管的寄生电容也降低了一个数量级。此外,当这些GaN开关在50kHz工作时,它们与用于降压转换器的典型2MHz不同,它们允许在这些大大降低的开关频率下以可忽略不计的损耗和高效率进行硬开关。

 

具有两个谐振电感器的拓扑结构

该转换器(图1)具有三个谐振元件:谐振电容Cr、谐振电感Lr1和谐振电感Lr2。反过来,它们会产生两个重叠的共振(图4):


谐振电容Cr与谐振电感Lr1之间的第一谐振(第二走线)
谐振电容Cr与谐振电感Lr2之间的第二次谐振(第三条走线)

PWM谐振变换器拓扑结构的三个谐振元件

4. PWM谐振变换器拓扑结构的三个谐振元件。

 

 

请注意,由于每个二极管整流器的电流单向特性,可以防止全正弦谐振,并且只允许每个谐振的正周期。因此,每个谐振从零电流电平开始,在零电流电平停止,如图4的第二和第三条迹线所示。这就是在图5的实验验证中获得超快瞬态响应的原因,其中任何直流负载电流瞬变在一个开关周期内建立。

事实上,直流负载电流Idc决定了每个谐振电流的Im幅度。然后,直流负载电流决定了两个谐振峰值电流的两个幅度,这两个峰值电流本质上是始终以零电流电平开始和结束的,如图4所示。图5中的实验测量结果显示,大阶跃负载电流瞬变在单个开关周期内建立,并且仅使用一个转换器模块,这并不奇怪。典型的多相降压转换器需要至少四个(通常多达八个)并联工作的转换器,即使这样,也需要至少10到20个开关周期才能使瞬变器具有可接受的电压过冲。反过来,这决定了1MHz或更高的开关频率,以满足微处理器电源的快速瞬态要求。这显然是由于每个组成降压转换器模块的气隙中固有的直流能量存储。

PWM谐振变换器的瞬态响应

5.PWM谐振变换器的瞬态响应。

 

电压转换比作为占空比的函数的测量,D如图6所示。请注意,转换器本质上具有2:1的电压降压。在本例中,当占空比低于D = 2/3时,将获得进一步的电压降压。在这一点上,发生这种情况是一种设计选择。还要注意,对于低占空比,降压电压转换沿线性跟随工作占空比,就像在降压转换器中一样。输入电流波形和输出电流波形如图7所示。请注意,两个交流谐振电感器中的每一个都向负载贡献各自的电流,从而使负载电流波形在本质上是梯形的。直接的好处是交流纹波电流在低于直流电流负载时大大减少,因此与降压转换器相比,输出电容的大小显着减小。这导致直流转换比由占空比D降低引起的输入电流脉冲降低来控制,如图7所示。因此,在低占空比下获得相反的大直流电压降低比,如图6中测得的直流电压比所示。

 

超高效率

构建了200W、48V至24V降压转换器的早期实验原型。所示的效率测量结果显示,在3A至12A的宽电流范围内,效率超过99%,在15A满载时,效率接近99%。如参考文献所示(UP专利号。US 8,134,351),等效的降压转换器电感器需要磁芯横截面积为240mm2和5匝的铁氧体磁芯。在PWM谐振Ćuk转换器中,交流磁通量有效降低了40倍。这只允许在铁氧体磁芯上使用一圈电感,其横截面仅为30mm2磁芯。图8中原型中间的铁氧体磁芯显示了这种磁性实现。这个早期的原型没有使用目前市面上最好的片式电容器。


理论预测的直流转换比

6. 理论预测的直流转换比。

 

一个大幅度减小的输出滤波电容就足以获得一个低输出纹波电压。最后,注意两个谐振电流的重叠传导。该间隔的特征在于谐振电感电流ir1的衬里减小以及谐振电感Lr1放电到输出端。

 

串联谐振电路分析

为了简化谐振电路的分析,假设两个谐振电感是相同的,因此Lr1 = Lr2 = Lr,导致单个谐振频率fr。 还假设开关频率fs也接近该谐振频率,但低于谐振频率。这不会影响以下分析的一般性。事实上,对两个谐振电感使用最终不同的值可以进一步优化实际设计。同样,适当选择开关频率可带来额外的设计优化。


共振缩放方法

传统的降压转换器PWM控制只有一种方法可以降低降压电感的值,因此电感器的尺寸和重量。这是通过将开关频率按比例提高到50MHz来实现的,以防止纹波电流不受限制地增长,电感值降低。PWM谐振方法并非如此,如图8的原型所示,该方法已经将磁性元件尺寸减小了40倍。图8b原型中的实现没有考虑到,通过新发现的谐振缩放方法,在本文所述的任何开关频率下,谐振电感值缩小100倍或更多,可以使谐振电感值进一步降低100倍或更多。

输入和输出电流

7. 输入和输出电流。

 

这种谐振缩放方法基于降低谐振电感值,同时按比例增加谐振电容,以保持谐振频率和开关频率不变。一旦缩小的谐振电感非常小,例如10Nh,即使在50kHz时,也可以用电路板布局上的短走线代替它们。在谐振电感值的缩小过程中,磁芯在任何开关频率下都会自然脱落,电感会从铁氧体磁芯的“束缚”及其危险的饱和中释放出来。此外,铁氧体磁芯的相关磁芯损耗也得到了消除,同时重量也大大减轻。新的共振缩放方法的魔力在已经讨论过的40倍的基础上,一手又带来了100倍的磁性元件减少100倍,总共减少了4000倍。因此,为了匹配另一个使用PWM谐振Cuk转换器的200W、12V至5V、40A转换器,PWM降压转换器必须在50MHz左右的开关频率下工作也就不足为奇了。(参见后面关于20MHz降压转换器的部分)。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

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创建时间:2022-06-09 13:58